DS75LX是一款高精度的串行数字输出型温度传感器，测量的温度数据可通过两线串行总线(与I2C总线兼容)输出。DS75LX工作电压为1.7 V到3.7 V。除了基本的测温功能外，DS75LX还具有温度报警功能，允许用户通过软件设置报警温度的门限值。DS75LX测温范围为-55℃～+125℃，当测温范围为-25℃～+100℃时，测量精度为±2℃。DS75LX同时具有可编程的9至12位的温度数据输出格式。输出的温度数据为12位时，其分辨率可达0.0625℃。该传感器具有三个地址引脚，可设置为三种状态中的任意一种：接GND、VDD，或悬空，可设置27种地址组合。例如A2、A1和A0分别为接电源、接地和悬空时，DS75LX的器件地址为0101110。图1是DS75LX的引脚排列，各功能描述如表1所示。

      2 DS75LX的工作原理

      DS75LX通过一个能隙带温度感知体系结构来实现温度测量。片上△-∑模数转换器将所测的环境温度直接转换成数字量并存储在温度寄存器中。DS75LX一上电就开始测量温度，用户可通过软件设置配置寄存器的内容以满足自身的测量要求。DS75LX除了基本的温度测量外还具有温度报警模块。与温度报警模块相关的两个寄存器分别为报警门限寄存器Tos和温度迟滞寄存器Thyst。该模块可配置为两种工作模式：比较器模式和中断模式。在比较器模式时只要被测温度在连续1、2、4或6次测量的结果均高于Tos中的值，O.S.引脚触发并按照配置寄存器中的POL位的值输出特定电平，此时与Thyst中的设定值无关；而在中断模式时只要被测的温度在连续1、2、4或6次温度测量的结果均高于Tos中的值或低于Thyst中的值时触发O.S.引脚，输出特定电平。

      3 DS75LX的内部结构

      DS75LX的内部结构主要是由地址、I／O口控制单元、精确参考源、采样调节器和可访问寄存器等组成。对于用户来说，只需了解DS75LX的地址、I／O口控制单元和可访问寄存器即可，因为DS75LX的所有操作均是通过串行I／O口读写可访问寄存器来实现的。

      3.1 DS75LX的配置寄存器

      DS75LX的配置寄存器如表2所示，该寄存器可读／写，允许用户选择不同功能。这些功能包括报警输出类型、温度测量分辨率等。

      该寄存器各位的含义说明：最高位为保留位，该位读出值为0；R1和R0位的取值决定了DS75LX输出的温度数据的位数。当R1和R0分别为00、01、10、或11时，DS75LX输出温度有效数据分别为9、10、11或12位；F1和F0位的值决定了触发O.S.引脚所需要进行的连续温度测量次数。当F1和F0分别为00、01、10、11时对应的连续温度测量次数为1、2、4和6次；POL位的值决定了O.S.引脚触发时为高电平还是低电平。当POL=0时O.S.引脚触发时输出低电平，POL值为1时0.S.引脚触发时输出高电平；TM=0时温度报警模块工作在比较器模式，TM=1时温度报警模块工作在中断模式；SD=1时DS75LX处于关断模式，此时DS75LX不进行温度采集，SD=0时，DS75LX处于正常工作状态。该配置寄存器的各位上电时均为0。

      3.2 DS75LX的可访问寄存器

      DS75LX有4个用户可访问寄存器，分别为温度寄存器、配置寄存器、温度迟滞寄存器和报警门限寄存器。其中温度寄存器为只读寄存器，用于存取测量的环境温度数据，报警门限寄存器和温度迟滞寄存器均为可渎／写寄存器，用于提供用户可编程的报警温度值。如果环境温度漂移超出编程设定值则温度报警引脚输出报警信号。

      3.3 寄存器指针

      寄存器指针是向用户提供所要访问寄存器地址，寄存器指针的内容即为可访问寄存器地址。由于DS75LX内部只含有4个可访问寄存器，因此寄存器指针的内容只有低两位(P1、P0)有效，当访问某个寄存器时，必须确保寄存器指针已指向该寄存器。P1和P0的值与可访问寄存器对应关系如表3所示。

      3.4 输出的温度数据格式

      DS75LX将测量的温度转换为16位二进制补码形式并存储在两个字节的温度寄存器中。最高位是符号位，为0时表示测量的温度在0℃以上，反之，所测的温度在0℃以下。而低字节的低4位无用，其值为0。当DS75LX输出的温度数据为12位即DS75LX具有12位分辨率时，温度寄存器的位15至位4为有效的温度数据。同理，当分辨率分别为11、10、和9位时，对应的有效温度数据分别是温度寄存器的位15至位5、位15至位6和位15至位7。

      3.5 两线串行总线

      DX75LX的读写操作是通过两线串行总线接口实现的，该串行总线与I2C总线兼容。图2所示为读温度及温度门限寄存器的时序图。此时假定寄存器指针已指向温度寄存器，否则需要对指针进行设置。设置方法如下：主器件产生起始位、发送包含DS75LX地址的写命令、收到应答、发送寄存器指针字节。注意只有指针字节的低两位(P1、P0位)有效。

      4 DS75LX与PIC单片机接口电路

      DS75LX与PIC单片机的硬件接口电路很简单，如图3所示。由于PIC16F737具有I2C总线接口，只需将两者的时钟和数据引脚对应相连，无论时钟还是数据线都必须通过上拉电阻与电源相连。本文假定DS75LX的三个地址输入引脚都接地，此时DS75LX的地址为1001000。

      5 软件设计

      软件设计部分包括DS75LX与PIC单片机的初始化程序，读温度数据子程序等，限于篇幅以下给出PIC单片机读取DS75LX输出的温度数据的子程序。该子程序对应的时序见图2。采用C语言编程，编译器为PICC编程环境MPLAB IDE。该程序既可用查询方式也可用中断方式实现，本文利用查询中断标志SSPIF实现，具体程序代码如下：

      6 结束语

      本文主要介绍数字温度传感器DS75LX的工作原理以及与单片机的接口设计。DS75LX具有测量精度高、分辨率可调等特点。DS75LX的片选引脚具有三态输入，在同样数量的地址引脚情况下，与其他同类器件相比，DS75LX具有更多的地址组合可用，因此非常适用于多点温度测量系统。同时DS75LX的两线串行接口简化了与单片机的硬件接口设计。DS75LX体积小巧，可广泛应用在小型基站、路由器、服务器及便携式温度计。

　　随着电子信息技术的飞速发展，电子计时牌已成为电子设备发展的一个标志性功能。顾名思义，计时牌主要用来完成计时功能，即显示实时时钟的时间，这是计时牌的首要任务。但是，现代的电子计时牌也可以集成多种功能于一身，它不仅可以实时显示当前的具体时间，而且还可以显示年、月、日、星期。此外，还有许多特殊的计时牌，它们可以把安全生产天数、倒计时天数、工作环境温度、万年历等等都设计到其中，从而大大扩展了计时牌的应用范围。

　　1 系统设计原理

　　本设计采用飞利浦公司的P87LPC762做为微处理器，温度传感器芯片选用LM70，时钟芯片采用DS1302芯片，它们与单片机全部采用串行通信方式。该电子计时牌系统的硬件原理图如图1所示。图中，数据的串行输出显示分成三部分，分别为：安全天数与温度、年月日与星期、时钟数据。系统首先通过单片机读人温度传感器芯片LM70测得的二进制温度数据，然后进行处理计算以得出相应的BCD温度数据，最后与安全天数数据一同通过单片机扩展的串口送到数码管显示。同时通过单片机与时钟芯片DS1302的通信读入日历时钟数据，再把得到的年月日、星期数据通过单片机扩展的另一个串口输出送到数码管显示，同时把时钟数据通过单片机本身自带的串口输出送至显示。数据的设置与修改可通过与单片机相连的三个按键来完成。显示部分采用74HC164N串行输入并行输出移位寄存器来驱动数码管。秒信号和天气信号则采用发光二极管来显示。综上所述，本设计采用的串行通信方式可有效地节省硬件电路设计的空间，从而使设计更为简捷，具有一定的实用性。

　　2 温度检测

　　要完成环境温度的检测与显示，首先要用到温度传感器。本设计选用的是LM70温度传感器芯片，由于LM70采用的是

　　温度传感芯片的作用就是测取外界的温度值。它首先是把通过热敏电阻从外界感应的模拟温度送入内部的A／D转换器，转换成相应的数字温度值(即二进制温度数据)存放到温度寄存器中，温度传感器LM70所测的温度可通过对其温度寄存器数据的读取来最终将其转化成相应的模拟数据，也就是把二进制数据转换成BCD码数据存放到单片机中。

　　这里需要注意的是，如果外界环境温度在零度以下(即负温度)，那么，同相应温度值的正温度相比，转换后的温度寄存器数据D5～D15位则是正温度的补码。所以，在读出温度寄存器数据后，一定要判断数据的符号位，如果是负温度数据，则要先求补码才能最终将其转换成相应的正确温度值。

　　3 日历时钟数据的读取

　　3.1 写程序分析

　　首先来分析对DS1302的写程序。本设计设置计时的初始时间是2005年1月1日星期六1时0分0秒，即时钟芯片上电后即从这个时间开始走时。那么，要完成初始化时钟，就应当把初始时间写入DS1302芯片中去。图2所示是其写时钟数据流程图。

　　从图2所示的流程图可以看出，要想把时钟数据写入时钟芯片，首先要写入相应数据的地址，在写入一字节地址后，即可写入一字节相应的数据，依此类推。其具体步骤是首先写入时钟多字节控制寄存器，它的命令字格式如下：

　　当写入时钟芯片08EH时，同样还要写入允许写操作的命令字00H。写完这两个命令字后，就可以开始写入每个字节时钟数据的地址和相应的时钟数据了。这里需要注意的是：写秒数据地址为80H，分地址为82H，小时地址为84H，依次类推。也就是说，每写完一个字节数据的地址后，其地址应相应加2，以准备下一个字节地址的写入。整个程序可实现七个字节数据的写入，即写一次地址，写一次数据，直到循环计数值为0，便完成了时钟数据的写入。

　　写入一字节数据时，首先要置循环计数值(这里设为8)，一共要串行输入8位数据，每次移入数据前，应先使数据再移一位到C，然后执行以下几条指令：

　　这几条指令的目的是为了给串行时钟端口输入一个时钟下降沿。只有在下降沿后，一位数据才能写人时钟芯片。这样，循环8次后，一字节的数据就写入到了时钟芯片。整个初始时钟数据写入后，就可以让DS1302自动运行并走时了。

　　3.2 读程序分析

　　读一字节子程序同写一字节子程序是一个道理，首先可设置循环计数值为8，以便为读取一个8位字节数据做准备，然后在串行时钟下降沿从P0.2端口读取一位时钟数据到C，以进行带进位的累加器循环右移，这样，循环8次后，即完成了一个字节时钟数据的读取。其结果存放到累加器ACC中。具体读取一字节数据的程序如下：

　　3.3 安全生产天数的计算

　　本系统中的一项功能就是显示当前的安全生产天数。要得出安全生产天数值，首先应在单片机的内存单元中设定好安全生产天数的起点日期，同时设定一个基准时间，这样就可以计算出设置的安全生产天数起点日期到这个基准时间的天数，也就是起点的累计天数。然后，当每次读取时钟芯片日历时钟数据时，系统就会计算出当前读到的日期到基准时间的天数，也就是当前日期的累计天数，两个累计天数之差即是要显示的安全生产天数。

　　4 实时监控系统的设计

　　本系统的主程序用于完成数据的初始化以及T0定时器的设置等，其它任务均放到定时中断程序中来执行。图3所示为其中断服务程序流程图。中断服务程序首先要判断是否有按键按下，即是否进人数据设置状态?如果不是在设置状态，就要从时钟芯片读取要显示的数据，以及把每一项显示缓冲区的数据送数码管显示。如果是在设置状态下，则设置每0.25 s刷新显示一次数据。

　　若在设置状态下，则意味着有按键按下，那么就要读取相应的按键。本设计中如果按键在设置状态下，不进行相应的数据调整操作，则保存设置的数据，并退出设置状态。读键时，首先读出其键码并保存。然后判断键码稳定否，如果不稳定，说明按键已经响应，则不进行数据调整。如果键码稳定，则再判断是否是调整键，如果是调整键，则调整修改指针，即每按一次调整键，修改指针加一，并进行下一项数据的修改。修改指针一般从安全天数的千、百、十、个到年、

　　5 数据的显示

　　本设计中采用16片8位串行输入／并行输出74HC164N和数码管来进行串行移位显示。所用数码管是共阳极的8段数码管。由于分成三组输出来显示数据，因此，设计时把安全生产天数和温度显示部分的74HC164N时钟线连在一起接到单片机的P0.5，而把年月日星期显示部分的74HC164N时钟线连在一起接到单片机的P0.7，另外，把时钟显示部分的74HC164N时钟线连在一起接到单片机的P1.0。

　　6 结束语

　　本设计在完成过程中进行了多次的试验，尤其是在对温度的读取方面，得到了很多老师的指导，在此一并感谢。

　　这种方法虽然满足了仪器的复杂性要求,但随之而来的问题是由于系统扩展的过于复杂而造成系统可靠性降低,故障率增加,查找故障困难,从而失去了智能化仪器仪表的优势,如果能够将功能复杂的众多外围功能部件全部或大部分集成到系统所使用的单片机内部,则可大大提高仪器仪表系统的可靠性,同时又使系统的成本得以降低,还可利用单片机片内资源在不增加硬件成本的情况下增强仪器的性能,因而该方案是提高仪器仪表可靠性及性能的行之有效的方法,而美国Cygnal公司的C8051F020单片机便是1款可满足复杂高性能仪器仪表要求的单片机。

　　C8051F020单片机是集成在1块芯片上的混合信号系统级单片机,具有与MCS51内核及指令完全兼容的微控制器。除了具有标准8051机的数字外设部件外,片内还集成了数据采集与控制系统中常用的模拟部件和其它数字外设及功能部件,主要包括模拟多路选择器、可编程增益放大器、ADC、DAC、电压

　　2功能与特点

　　（1）25MIPS高速流水线式与8051机完全兼容的CIP-51内核。

　　（2）真正12位100KBps、8通道带可编程增益放大器的ADC。

　　（3）真正8位500KBps,带可编程增益放大器的ADC。

　　（4）5个16位通用定时器。

　　（5）具有5个捕捉/比较模块的可编程计数/定时器阵列。

　　（6）内部电压基准。

　　（7）内置温度传感器（±3℃）。

　　（8）片内看门狗定时器,时钟源及VDD监视器。

　　（9）64个通用数字I/O端口。

　　（10）具有I2C/SMBUSSPI及两路UART、串行接口。

　　（11）64KB系统可编程FLASH存储器。

　　（12）4352（4096＋256）Byte片内RAM。

　　（13）64KB地址的外部存储器接口。

　　（14）内部FLASH存储器可实现在系统编程,即可作程序存储器也可作非易失性数据存储器。

　　（15）工作电压为2.7V～3.6V,典型值为3V,I/O、RST、JTAG引脚均允许5V输入电压。

　　（16）全系列工业级电路（－45℃－＋85℃）。

　　（17）片内JTAG仿真电路,提供全速的电路内仿真,不占用片内用户资源,支持断点、单步、观察点、运行和停止等调试命令、支持存储器和寄存器校验和修改。

　　3内部功能部件

　　3.1CPU

　　C8051F020CPU的主要特点如下：

　　（1）与标准8051机完全兼容,支持标准的ASM51、KeilC高级语言;

　　（2）具有高速指令处理能力,机器周期由MCS51标准的12个系统时钟周期降为1个系统时钟周期,且70％的指令时间为1－2个机器周期,指令处理能力大大提       高;

　　（3）增加了中断源,由MCS-51标准7个中断源增加至22个中断源;

　　（4）增加了复位源,标准的MCS51只有外部引脚复位,而C8051F020增加了7种复位源,使系统可靠性大大提高;

　　（5）增加了内部能独立工作的时钟源。

　　3.2存储器

　　3.2.1数据存储器

　　C8051F020具有标准8051机的程序和数据地址配置,包括256字节的RAM,其中高128字节为2个地址空间,用间接寻址访问的高128字节和用直接寻址访问的SFR地址空间,低128字节用户可用直接或间接寻址方式访问,此外,C8051F020还具有位于外部数据存储器地址空间的4KB的RAM和外部数据存储器接口（EMIF）,这个4KB的RAM可以只映射到片内也可以映射到64KB外部数据存储器地址空间,还可同时映射到片内和片外（4KB地址以内在片内存储器空间访问,4KB以上经过EMIF访问）。外部数据存储器接口用于访问最多64KB的外部扩展RAM。

　　3.2.2程序存储器

　　C8051F020的程序存储器包含64KB的FLASH,该存储器以512B为1个扇区,可以在系统编程,且无需在片外提供编程电压,该程序存储器未用到的扇区均可由用户按扇区作为非易失性数据存储器使用。

3.3I/O与数字交叉开关

　　C8051F020单片机除具有标准的8051机端口P0～P3外,还具有附加的4个8位I/O口。这样,I/O口总数可达64个,每个端口I/O引脚都可设置为推挽或开漏输出。最为独特的功能是引入了数字交叉开关,它可将内部数字系统资源分配给P0、P1、P2和P3端口的I/O引脚,并可将片内计数器/定时器、串行总线、中断源、A/D转换输入、比较器输出以及微控制器的其它数字信号配置为在上述I/O引脚输出,这就允许用户根据自己的特定应用选择通用I/O和所需数字资源的组合。

　　3.4可编程计数阵列

　　除了内部提供5个16位的通用定时/计数器外,C8051F020还提供1个片内编程的计数器/定时器阵列（PCA）,PCA包括1个专用的16位计数器/定时器,5个可编程的捕捉比较模块,时间基准可以是下面的6个时钟源之一：系统时钟/12;系统时钟/4;定时器0溢出;外部时钟输入;系统时钟和外部振荡频率/8。每个捕捉模块都有6种工作方式：边沿触发捕捉、软件定时器、高速输出、8位脉冲宽度调制器,频率输出、16位脉冲宽度调制器。

　　3.5多类型串行总线端口

　　C8051

　　3.6A/D转换器

　　C8051F020内部有2个ADC子系统。

　　3.6.1  12位A/D转换器ADC0

　　该转换器由逐次逼近型ADC、多通道模拟输入选择器和可编程增益放大器组成,ADC工作在100KBPS的最大采样速率时可提供真正的12位精度,ADC0的8个外部输入通道都可被配置为两个单端输入或1个差分输入,ADC0的第9个输入通道为内部温度传感器,同时内部提供1个2.34V基准电压,可编程增益放大器的增益可用软件设置,从0.5～16以2的整数次幂递增,允许用软件事件、硬件信号触发转换或进行连续转换。

　　3.6.2  8位A/D转换器ADC1

　　除了12位的ADC子系统ADC0外,C8051F020还有1个8位ADC子系统,即ADC1,它有1个8通道输入多路选择器和可编程增益放大器,该ADC工作在500KBps的最大采样率时可提供真正的8位精度,ADC的基准电压可在电源电压引脚（AV＋）和外部VREF引脚之间选择,ADC1的可编程增益放大器的增益可被编程为0.5、1、2或4,ADC1也有灵活的转换控制机制,允许用软件命令,定时器溢出或外部信号输入启动ADC1转换,用软件可以使ADC1与ADC0同步转换。

　　3.7D/A转换器

　　C8051F020内部有2个12位电压DAC,每个DAC的输出摆幅均为0V～VREF－1LSB,CPU可通过SFRS控制数模转换和比较器,CPU可将任何1个DAC置于低功耗关断方式,DAC为电压输出模式,与ADC共用参考电压,允许用软件命令和定时器2、定时器3及定时器4的溢出信号更新DAC的输出。

　　3.8JTAG

　　C8051F020片内具有JTAG接口和逻辑,为生产和在系统测试FLASH存储器的读和写操作,以及非侵入式在电路调试提供边界扫描功能,片内接口完全符合IEEE1149.1规范。

　　4 C8051F020单片机在仪器仪表中的应用

　　C8051F020是1种集成了众多功能部件、功能强大的单片机,适合于要求硬件功能强大,运算速度快,工作环境恶劣,可靠性高,扩展功能强及低功耗的应用系统。下面以1个实际的仪器仪表系统即电子配料秤为例给出C8051F020在仪器仪表中的具体应用方法。电子配料秤是1种广泛应用于食品加工、饲料、添加剂、农药、化工、冶金等行业中的配料称重仪器。对电子配料秤的主要要求是具有高速、高精度、高可靠性及高稳定性,而且在整个生产过程中需要动态连续或间歇性动态连续运行,称重配料系统均以单片机为核心,其硬件电路框图如图1所示。

图1    电子配料秤的硬件电路框图

　　图1所示的电子配料秤虽然基本能满足生产的需要,但是由于系统扩展的外围功能器件较多,造成系统的电路复杂,故障率高,调试困难,编程复杂。经反复分析论证,我们以C8051F020为核心重新设计了电子配料秤

　　使用C8051F020可使系统扩展的外围电路及接口电路数量大大减少,提高了系统的可靠性及稳定性,同时为系统的功能扩展及软硬件升级提供了方便。系统中利用了C8051F020的以下资源以简化原电路设计。

（1）可编程增益放大器PGA

　　电子配料秤将被测物体的重量通过拉或压等形式将重量传递给称重传感器,称重传感器通常采用电阻应变桥式,其输出电压摆幅均为0V～数百mV,故需将此信号放大后才能提供给A/D转换器,可编程增益放大器的增益可根据称重传感器的满量程值和A/D转换器的参考电压值设置。

　　（2）A/D转换器

　　C8051F020单片机具有12Bit分辨率的ADC和10Bit分辨率的ADC,这里使用12Bit分辨率的ADC,12Bit分辨率ADC的采样速率高达100KBps,利用C8051F020片内的ADC,一方面简化了原外围扩展的ADC,另一方面,其12Bit的精度和100KBps的采样速率使得本系统的测量精度和测量实时性大为提高,满足了本系统的动态精度要求和实时性要求,从而使本系统的前向通道更加稳定。

　　（3）程序和数据存储器

　　C8051F020单片机片内具有64KByte的大容量FLASH程序存储器和4305Byte的数据存储器。这样可以满足电子配料秤存储复杂算法程序及大量数据的要求,同时为系统的软件升级预留了足够的空间,且简化了原外

　　（4）具有丰富的可编程数字I/O资源

　　本系统无须进行任何的外部I/O扩展即能满足本系统对I/O的需求,同时可使系统的人机通道和输入/输出开关量与CPU的联系更加通畅,而片内的12BitDAC更加完善了本系统的后向通道。

　　（5）具有丰富的软件资源

　　为本系统使用C51等高级语言编程创造了良好的环境,高级语言编程环境可使本系统软件实现真正的模块化,也可使各种编程算法变得简单容易,同时也更加完善,因而大大改善了本系统的软件升级能力。

　　（6）在线调试

　　由于片内具有JTAG和调试电路,通过JTAG可在生产现场对电子配料秤进行现场调试,因而便于解决生产中遇到的各种实际问题。 电子市场测试帐号

　　（7）串行通信

　　C8051F020提供了UART、I2C、SPI等多种串行总线,故允许以多种方式来进行外部设备的扩展,同时更有利于构成多级分布式测控系统。

　　利用C8051F020片内提供的功能强大、种类繁多的模拟与数字功能部件,可在基本不用进行外围电路扩展的情况下构成1个高速、高精度、易于扩展升级的连续动态配料称重电子秤系统。

　　5结束语

　　C8051F020是目前8位单片机中功能较强的1种,利用其强大的功能,无论是进行现有仪器仪表的升级换代还是复杂高性能的智能仪器仪表设计,都是非常理想的,因而该电路是智能仪器仪表的核心“单片机系统”的理想选择。

引言
　　近年来Snubber电路有了较大的发展， 但目前其性能并未得到合理优化，其应用也不尽如人意。这主要是由于现场应用人员并未十分重视RCD Snubber的基本类型、相关特性及使用场合的限制，也不重视RCD Snubber电路的理论分析，只是凭经验和实际工程调试，这在一定程度上降低了工程设计的工作效率。

　　基于上述原因，本文较深入地讨论了两种常用模式的RCD Snubber电路：抑制电压上升率模式与电压钳位模式，详细分析了其各自的工作原理，给出了相应的计算公式，最后通过实验提出了电路的优化设计方法。
　　
RCD Snubber电路的
基本类型及其工作原理
　　RCD Snubber是一种能耗式电压关断型缓冲器，分为抑制电压上升率模式和电压钳位模式两种类型，习惯上前者称为RCD Snubber电路，而后者则称为RCD Clamp电路。

　　为了分析方便，以下的分析或举例均针对反激电路拓扑，开关器件为功率MOSFET。

抑制电压上升率模式
　　对于功率MOSFET来讲，其电流下降的速度较GTR或IGBT快得多，其关断损耗的数值要比GTR或IGBT小，但是这个损耗对整个小功率的电源系统也是不容忽视的。因此提出了抑制电压上升率的RCD Snubber。

　　在开关管关断瞬间，反激变压器的漏感电流需要按原初始方向继续流动，该电流将分成两路：一路在逐渐关断的开关管继续流动；另一路通过Snubber电路的二极管Ds向电容Cs充电。由于Cs上的电压不能突变，因而降低了开关管关断电压上升的速率，并把开关管的关断功率损耗转移到了Snubber电路。如果Cs足够大，开关管电压的上升及其电流的下降所形成的交叉区域将会进一步降低，可以进一步降低开关管的关断损耗。但是Cs的取值也不能过大，因为在每一个关断期间的起始点(也就是开通期间的结束点)，Cs必须放尽电荷以对电压上升率进行有效的抑制；而在关断期间的结束点，Cs虽然能降低开关管电压的上升时间，但其端电压最终会达到()(为忽略漏感时的电压尖峰，为次级对初级的反射电压)。

　　关管导通的瞬间，Cs将通过电阻Rs与M所形成的回路来放电。Snubber的放电电流将流过开关管，会产生电流突波，并且如果某个时刻占空比变窄，电容将不能放尽电荷而不能达到降低关断损耗的目的。

　　可见，Snubber电路仅在开关过渡瞬间工作，降低了开关管的损耗，提高了电路的可靠性，电压上升率的减慢也降低了高频电磁干扰。

电压钳位模式
　　RCD Clamp不同于Snubber模式，其目的是限制开关管关断瞬间其两端的最大尖峰电压，而开关管本身的损耗基本不变。在工作原理上电压钳位模式RC的放电时间常数比抑制电压上升率模式更长。

　　并且使用工作于反激式变换器的变压器模型。反激式变压器主要由理想变压器、激磁电感与漏感组成。

　　会发生高频谐振而使开关管DS两端电压升高，但是由于漏感产生的VSPIKE的能量能够及时转移到CC中，而使CC的端电压从次级反射电压VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE)；当开关管导通时，CC通过电阻RC放电，这样在下个周期开关管关断前，能够使得CC的端电压从(VOR+VSPIKE)恢复到VOR。这样，只要能够合理设置时间常数，就能保证在一个周期内将漏感转移到CC中的能量释放完毕。

　　CC端电压在理想情况下基本上是恒定的，仅在充、放电时存在一个变化量VSPIKE。而漏感的电流始终和初级电流串联的，所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程。而漏感电流的下降过程是由RCD Clamp电路CC上的压降和反射电压VOR的差值决定的，差值越大电流下降就越快，能量传输也越快，因而效率会明显提高。所以，此时开关管DS的电压为(+VOR+VSPIKE)。这样漏感两端的电压将为VSPIKE(一般可取10V~20V)，如图3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初、次级能量传输的延迟时间为：
 (8)
　　其中，IP为在开关管关断时电感的峰值电流。
　　如果电路参数选择适当，RCD Clamp电路两端的电压尖峰将通过CC来吸收，并且需要达到能量平衡，因漏感而产生的能量将完全消耗在RC上。　

实验结果分析
　　实验中采用一个输出功率为3.5W的反激式开关电源样机，其主要参数如下：

PO=3.5W；VIN=220VAC；fs=43kHz；IP=0.1A；LP=6.63mH ；=871.3mH；NP=75；NS=12；次级对初级的反射电压，取VOR=80V。另取VSPIKE=20V；开关管选用SMP4N100，其tr=18ns。


　　CS=2.143pF,RS=4.2k健?由于几pF的电容不容易得到，故可以用10个22pF的瓷介电容串联来等效代用。有RCD Snubber电容时。
　　加上合适的Snubber电路后，VDS的上升率有所减缓，因而可以转移开关管的关断损耗至Snubber电路的RS。
值得注意的是，由于实验电源的功率很小，因而Snubber电路的电容数值很小以至作用不大。但如果用在大功率电路中，电容的数值会较大，因而效果将更为明显。

相关波形图
经计算得出：
　　CC=815.87pF;RC=300.19k?实际中选取CC=1nF，Rc分别选取270k郊?00k剑⑶曳直鹪谟蠷CD Clamp及无RCD Clamp下对比两者的实际效果。

　　不加Clamp电路时开关管电压波形VDS，其端电压已超过600V；图7为Clamp电路中选取RC=270k剑珻C=1nF，端电压为474V。

　　可见，采用Clamp电路并选取利用公式计算出的数值，可使开关管端电压VDS有效地钳位到合适的电压水平，为实际所用。

结语
　　通过适当选取RCD Snubber 的电路参数，可有效地改善开关管的开关轨迹，降低其关断电压的上升速率，可以转移开关管的损耗至Snubber电路的电阻上，提高开关管的工作可靠性，同时改善电路的高频电磁干扰，但Snubber电路基本上不会提高整机的工作效率。

　　反激式变换器在开关管关断时，存在很高的电压尖峰，通过适当选取RCD Clamp的电路参数，可以对开关管实现电压钳位，避免因过高的电压尖峰使开关管受损。但是，因Clamp电路消耗了变压器漏感上的能量，从而在一定程度上影响了整机的工作效率。

　　目前，二线制(无零线输入)电子墙壁开关除供电电路之外的其它电路(如控制电路、驱动元件等)的供电,大多采用在开关关闭时由关态供电电路在电力线路的电压回路中取电的方法(即关态供电方法，其电路称为关态供电电路)，以及在开关开启时，由开态供电电路在电力线路的电流回路中取电的供电方法(即开态供电方法，其电路称为开态供电电路)。关态供电方法一般采用阻容降压整流滤波或变压器降压整流滤波，当开关关闭时，由于开关的控制电路需要维持正常待机工作，会消耗较小的功率，而在开关开启的瞬间，开关消耗较大的功率，用继电器作为开关的驱动元件更是如此。即使控制电路及微控制器在开关关闭时的待机功耗很低，为了保证开关的正常开启，需要较大的关态供电电流，大于等于开关的最大工作电流，否则，开关开启的瞬间电压迅速下降，使得控制电路不能继续正常工作。因此，在开关关闭时仍有较大的待机电流流过开关，当负载为节能灯或日光灯时，灯具会发生闪烁现象。为了不使灯具闪烁，有的采用在负载两端并联阻容元件作为负载连接器的方法，这就增加了安装难度，使电子开关难以推广。

　　基于以上问题，本文提供了一种用于二线制电子开关的供电电路，在开关关闭时给控制电路提供很小的电流，用以维持待机工作，开关开启的瞬间，先由控制单元控制关态供电单元，提供较大的工作电流给控制单元和驱动元件，使开关开启，然后转入开态供电状态。当开关关闭时，控制单元控制关态供电单元提前进入大电流工作状态，迅速补充开关关闭瞬间控制单元和驱动元件消耗的功率，使电源滤波电容两端的电压维持在额定值。有效地解决了负载灯具闪烁的问题。

　　供电电路如图1所示，包括开态供电单元、关态供电单元及稳压滤波单元，其特征在于，关态供电单元还包括瞬态电流控制电路，开关开启的瞬间，先由控制单元的控制端口发出控制信号给与其相连的瞬态电流控制电路，瞬态电流控制电路通过稳压滤波单元提供较大的工作电流给控制单元和驱动元件，再由控制单元控制驱动元件，使开关开启，转入开态供电状态。当开关关闭时，控制单元控制关态供电单元提前进入大电流工作状态，迅速补充开关关闭瞬间控制单元和驱动元件消耗的功率，使电源滤波电容两端的电压维持在额定值，然后，瞬态电流控制电路维持很低的电流，供控制单元进入休眠待机状态时使用。

　　该供电电路与现有技术相比具有以下优点：只要控制单元保证有足够低的静态功耗，就可以通过瞬态电流控制电路，既能把开关的静态电流控制在最低限度，以维持开关系统进入休眠待机状态，又能在开关开启瞬间提供充足的工作电流给控制单元和驱动元件，使开关准确开启，解决了负载灯具闪烁的问题。而且，不用安装负载阻容元件，可直接替换普通开关，适合各种灯具使用，使二线制电子开关的推广应用成为可能。

工作原理及实现方式

　　图1中，AC/DC转换电路可采用常用的阻容降压、整流方式进行电压转换，可用全波整流，也可用半波整流。AC/DC转换电路的输出端接瞬态电流控制电路的输入端IN。瞬态电流控制电路的输出端(关态供电单元的输出端)OUT和开态供电单元的输出端均与稳压滤波单元的VCC连接。经稳压滤波单元输出的稳定直流电压VCC加在与其连接的电流控制输入端口。控制单元的电流控制输出端口与瞬态电流控制电路的电流控制输入端口Ctrl连接。

图1 二线制电子开关供电电路原理图

　　瞬态电流控制电路包括R1~R4、场效应管Q1和Q2、电容C1、二极管D1；二极管D1的正极作为瞬态电流控制电路的输入端IN，负极与Q1的漏极和R1的一端连接；Q1的源极与R3的一端连接，R3的另一端与R4的一端连接，形成瞬态电流控制电路的输出端口OUT。Q1的栅极与R2连接，R2的另一端与R1的另一端及Q2的漏极连接；Q2的栅极与R4的另一端及C1的一端连接，并作为瞬态电流控制电路的电流控制输入端口Ctrl；Q2的源极与C1的另一端连接，形成公共地，并与开关各单元的直流公共地连接。

　　当开关处于关闭状态时，L、N两端加220V交流电压的瞬间，Q2截止，Q1通过电阻R1、R2获得较高的栅极电压，处于充分导通状态，有大电流流过Q1的源极，经分压限流电阻R3送到稳压滤波单元，稳压滤波单元中的电容同时起到了存储电能的作用，经稳压滤波使系统获得工作电压VCC。在瞬态电流控制电路的OUT端口，电压升高的同时，Q2的栅极经R4获得电压而导通，Q1的栅极电压随之降低，当OUT端口电压升高到VCC后，Q1的栅极获得较低的电压而处于低导通状态，只要控制单元的静态功耗足够低，Q1处于低导通状态时，系统仍能够将工作电压稳定在额定值。

　　开关开启时，先由控制单元的控制端口输出一个低电平给与其连接的瞬态电流控制电路的电流输入端口Ctrl,输入到Q2的栅极，Q2截止，Q1由R1、R2获得较高的栅极电压而充分导通，瞬态电流控制电路在瞬间经过稳压滤波单元，给控制单元和驱动元件提供较大的工作电流，再由控制单元控制驱动元件，使开关开启，转入开态供电状态。此时，关态供电电路失去电压，停止工作，控制单元的控制端口经上拉电阻R4获得高电平，也可以由控制单元将其转换为低电平，为开关关闭瞬间提供大电流供电提前做好准备。

　　开关关闭时，先由控制单元的控制端口输出一个低电平(或如上所述，关闭前保持为低电平状态)给与其连接的瞬态电流控制电路的电流控制输入端口Ctrl，开关关闭的瞬间，瞬态电流控制电路的输入端获得电压和电流，Q2截止，Q1由R1、R2获得较高的栅极电压而充分导通，使输出电流增加。瞬态电流控制电路在瞬间可给稳压滤波单元和控制单元提供较大的工作电流，迅速补充开关关闭瞬间控制单元和驱动元件消耗的功率，以及开关由开启到关闭瞬间所消耗的稳压滤波单元中电容器所存储的电能，使稳压滤波单元两端的电压维持在额定值。然后，控制单元的控制端口输出高电平给与其连接的瞬态电流控制电路的电流控制输入端口Ctrl，Q2导通，Q1处于低导通状态，瞬态电流控制电路维持很低的电流，供控制单元进入休眠待机状态使用。

　　该电路能够在负载灯具关闭后为系统提供微弱的电流，而不使负载灯具闪烁，又能在开灯瞬间为系统提供足够大的启动电流。

结语

　　在实际应用过程中验证了该电路的合理性，工作稳定可靠，有效地解决了电子开关中负载灯具闪烁的问题。

二极管串

　　高亮度LED的亮度和色彩都取决于正向电流。要保证二极管串中的每个高亮度LED输出亮度，可以将其串联。但这种结构需要电流控制电路具有较高的电压。由于高亮度LED的 IV 曲线过于陡峭，影响VF(正向电压)制造容差的存在，同时，VF有随温度漂移等问题，并联效果也不好。例如，Lumiled 公司Luxeon III 的VF在不同部分的差异可达到20%(表 1)。

　　尽管灯的电气参数会发生变化，高亮度LED串的驱动电路还要保持恒定的平均负载电流。与高亮度LED串联的小传感电阻可提供二极管串电流的持续反馈。

　　接地参考的传感电阻简化了电流传感电路，但在降压转换器中需要高压驱动电路。要避免使用隔离变压器，在设计中必须选择高边检测和低电压驱动电路，或者低边检测和高压驱动电路。实现后者的一种有效方法是，采用有时间延迟滞后控制的高压降压驱动电路(见图 1)。

图1 时间延迟滞后控制电路方块图

维持电流

　　该电路的控制器通过比较反馈电压VIFB和一个标称的0.5V内部参考电压VIFBTH来调节输出电流。如果VIFB 低于VIFBTH，MOSFET导通，从而通过直流总线为高亮度LED串供电。同时，LC 谐振电路在VIFB 增大时存储能量。当VIFB 达到阈值VIFBTH 时，MOSFET 在电路固有的固定时间延迟之后关闭。

　　该延迟允许VIFB 在MOSFET关闭之前超过阈值。在MOSFET 关闭后，谐振电路释放其存储的能量，为二极管串供电。在此期间，VIFB 逐渐降低，直到达到固定的阈值。比较器在阈值点打开或关闭，电路的延迟允许VIFB 在MOSFET 打开之前继续降低，从而开始下一个循环。

　　固定时间延迟及相应的电路连续开关促使控制器将二极管串电流调节到平均值IOUT(AVG)，该值为VIFBTH (标称0.5V)及传感电阻RCS的整数商数。只要LC 振荡电路能维持足够低的纹波电压—小于0.1V，这种关系就会成立。
　　
　　只要输出电压的值保持在一定范围内，这种利用控制器的延迟实现滞后的调节方式就可促使降压转换器自行调节。提高输入/输出电压比会加大电流纹波。输入电压和电流限制的需求确定了占空比。这种结构提供了连续而精确的电流控制，且不受输入和高亮度LED正向电压波动影响。

　　图 2 、图3 及表 2、表3 显示了这种电路在90 ~265 VAC的通用输入电压范围内，以350 mA驱动两个有6个串联LUXEON FLOOD 25-0032 HB-LED板时的结果。表 2 显示了在输入电压范围内良好的电流调节。图 2 和图3 说明了正如理论所示的，由于占空比较小，输入电压较高时纹波较差。这表明在主电压较低的地区，如北美和日本，设备性能更加良好。然而，即使在最差的条件下，只要控制器输入电压保持在90 ~265 VAC的范围内，仍可对电流进行适时调节。同时对只使用6个HB-LED板的系统进行了测量(见表 3) ，对比结果发现，±1.3%的调节差距导致负载电压的差距高达33.4V ~16.4V。

图2 示波器图像

图3 示波器图像

　　由于这种结构的效率为总线/输出电压的反函数，因此，6个HB-LED 的系统效率低于12个HB-LED的系统，如表 3中所示。6个HB-LED 系统的效率也可以通过修改谐振电路来提高。

同步

　　将转换器改为同步降压结构可以提高电路效率，同时最少地增加电路复杂性和成本，特别是对于负载电流和输入电压较高的系统(见图 4)。由于总线输出电压决定了降压转换器的占空比，该值较大的系统中，开关周期的大部分时间都由低压设备控制。通常，MOSFET的I2RDS(on) 导通损耗比二极管的VI 耗散项小。可是，要比较两种结构，还要考虑由二极管反相恢复时间造成的损耗与MOSFET的寄生二极管损耗的大小。

　　当高压部分的MOSFET 导通时，公共节点电压VS 迅速地从接地电压滑向VBUS ，同时，低压部分MOSFET 或二极管在反相恢复时间将VS 电流导向接地点。这会对低压部分的开关设备造成功耗大、散热多、增加元件的压力。二极管的反相恢复时间通常比MOSFET寄生二极管短。在低频和较小负载电流下，MOSFET 寄生二极管的恢复时间较长并不会引起任何问题。但在频率和电流较高的情况下，一定要比较低边设备每个结构的总损耗，以优化设计。

图4 时间延迟滞后控制方框图

　　要降低MOSFET 寄生二极管的反相恢复损耗，可与MOSFET并联一个肖特基二极管。由于两种设备正向电压存在差异，在开关空载时间，电感会消耗通过肖特基的电流。当高边FET 导通时，由于寄生二极管不会在正向导通模式下运行，肖特基二极管较快的反相恢复时间将主导电路的活动。在低边导通间隔，MOSFET较低的RDS(on) 可保证较低的导通损耗。

　　无线接入账户管理、数据处理及医疗监控等许多移动应用对剩余电池容量测量精度的要求很高，以避免因电池耗尽造成突然关机。然而，保证在电池整个生命周期、过温状态或使用负载时的剩余电能的测量精度很困难，终端用户，甚至一些系统设计师都低估了这一点。主要原因是电池可用电能与其放电速度、工作温度、老化程度及自放电特性具有函数关系。开发一种算法来精确定义电池自放电特性及老化程度对电池容量的影响几乎是无法实现的。再者，传统的电池电量监测计要求对电池完全充电和完全放电以更新电池容量，这在现实应用中很少发生，因而造成了更大的测量误差。所以，在电池运行周期内很难精确预测电池剩余容量及工作时间。

　　本文将介绍如何利用最新的电池电量测量技术 —— 阻抗跟踪测量技术解决上述难题，文中还将列举单节锂离子电池组解决方案的简单设计案例。

　现有电量测量技术存在的问题

　锂离子电池容量的下降是电池运行时间缩短的主要原因，这种误解普遍存在。实际上，电池阻抗持续增加(而不是电池容量下降)是导致电池运行时间缩短、系统提前关机的关键因素。在电池充放电100个周期左右的时间内，电池容量仅下降5%，而电池的 DC 阻抗升高比例却达到一倍或两倍因子级别。老化电池阻抗提高的直接结果是负载电流引起的内部压降增大。结果，老化电池达到系统最小工作电压(或称为终止电压)的时间要远远早于新电池。

　　传统的电池电量测量技术主要是基于电压和库仑计数算法开发的，在测量性能方面局限性很明显。由于成本低且实现简单，基于电压的测量方法广泛用于手机等手持设备,但使用一段时间后电池阻抗会发生变化，影响该方法的测量精度。电池电压可由下式得出：

　　VBAT=VOCV-I×RBAT

　　其中，VOCV为电池开路电压，RBAT 为电池内部DC 阻抗。从图 1 可以看出，老化电池的电压比新电池要低，会使系统关机时间提前。

图1 电池周期放电特性

　　负载情况及温度的变化会使电池可用容量最多减少 50%。大多数终端用户在使用未装配真正电量监测计的便携式设备时，都经历过电池耗尽引起突然关机的情况。另一方面，库仑计数法采取的是另一种方法：通过不间断地进行库仑积分，计算出消耗的电荷量及充电状态 (SOC)，而全部容量是已知的，因此，可以得到剩余容量值。这种方法的缺点是难以精确量化(model)自放电电量，而且，由于该方法不进行周期性地完整周期校正，导致测量误差随着时间的推移越来越大。这些算法都没有解决电池阻抗的变化问题。为了防止突然关机，设计人员必须提前终止系统运行、保留更多能量，这导致大量电能被浪费。

　　电池阻抗及化学容量

　　的动态监测

　　阻抗跟踪(IT) 技术非常独特，比现有解决方案更为精确，原因是该技术具有的自学习机制能解决导致电池阻抗及空载条件下化学全容量 (QMAX) 发生变化的老化问题。阻抗跟踪技术使用动态模拟算法学习并跟踪电池特性，即在电池实际使用过程中，先测量阻抗及容量值，然后跟踪其变化。使用该算法则无需定期进行完整周期容量校正。

　　利用电池阻抗知识，能够实现精确的负载及温度补偿。最重要的是，通过对电池参数的动态学习，该测量法在电池的整个使用寿命内都能对电量进行精确的测量。与单独使用库仑计数法或电池电压相关法相比，阻抗跟踪技术在测量电池剩余容量方面更加出色。

　　IT 在运行过程中，需要持续对保持电池阻抗(RBAT)与放电深度 (DOD) 和温度之间函数关系的表格数据库进行维护。了解不同状态下所发生的操作有助于确定何时需要更新或使用这些表格。测量计中，非易失存储器存有多个定义充电、放电、充电后松弛、放电后松弛等状态的电流阈值。停止充电后或停止放电后，“松弛时间”能够使电池电压稳定下来。

　　手持设备开机前通过测量电池开路电压 (OCV)，然后与 OCV(DOD,T) 表进行比较的方法确定电池精确的充电状态。当手持设备处于活动状态并接入负载，则开始执行基于电流积分的库仑计数算法。库仑计数器测量通过的电荷量并进行积分，从而不间断地算出 SOC 值。

　　总容量QMAX可以通过当电池在充电或放电前后电压变化足够小、处于全松驰状态时的两个 OCV 读数算出。例如，电池放电前，SOC 可由下式得出：

　　电池放电且通过电荷为芉 时，SOC 可由下式得出：

　　两式相减得出：

　　，其中芉=Q1-Q2

　　从等式可以看出，无需经历完全充电及放电的周期即可确定电池总容量。这也省去了电池组生产过程中耗费时间的电池学习周期。

　　RBAT(DOD,T) 表在放电过程中得到持续更新。IT 利用该表计算出在当前负载及温度条件下，何时达到终止电压。电池整体阻抗随着电池老化和充放电周期的增加而增加。阻抗可由下式得出：

　　RBAT(DOD,T)=

　　有了电池阻抗信息，利用只读存储器中的程序指令包含(in the firmware)的电压仿真算法就可以确定剩余电量 (RM)。仿真算法先算出当前 SOCSTART 值，然后计算出在负载电流相同，且 SOC 值持续降低的情况下未来的电池电压值。当仿真电池电压 VBAT(SOCI,T) 达到电池终止电压(典型值为 3.0V)时,获取与此电压对应的 SOC 值并记做 SOCFINAL。剩余电量RM 可由下式得出：

　　RM=(SOCSTART-SOCFINAL)×QMAX

　　阻抗跟踪单节电池电量

　　监测计测试结果

　　阻抗跟踪锂离子单节电池组电路如图 2 所示。通过 BAT2 引脚输入端测量电池电压，通过库仑计数器差动信号输入端(SRP 及 SRN)监测电流。系统利用电量监测计从单线 SDQ 通信端口获得 SOC 及运行时间接近结束 (Run-Time-to-Empty)等信息。

图2 典型阻抗跟踪单电池电量监测计电路

　　即使在负载变化的情况下，IT 电量监测计也能正确预测电池的剩余电量。例如，数码相机处于不同工作模式时，电池的负载也不同。图 3 显示了IT 电量监测计如何精确预测电池剩余电量。剩余电量预测的误差率可小于1%。并且，由于用以预测剩余电量的电池阻抗及老化作用能够得到实时更新，故在电池整个使用寿命内均可保持这种微小误差。

图3 基于真正SOC及电池电量监测计测量SOC及其精确度

　　结语

　　阻抗跟踪电池电量监测计综合了库仑计数算法和电压相关算法的优点，实现了更高的电池电量监测精度。在放松状态下测量 OCV 可以获得准确的 SOC 值。由于所有自放电活动都在电池 OCV 降低过程中反应出来，所以无需进行自放电校正。当设备处于活动模式且接入负载时，开始执行基于电流积分的库仑计数算法。电池阻抗通过实时测量得到更新。

1971年9月12晚，我从北京军区赶到人民大会堂， 参加周恩来总理主持的一个小型会议，讨论四届人大的《政府工作报告》。

会议进行到晚上十点多钟，突然，工作人员把周恩来请出去了。周恩来总理一直在电话间没有回来。

直到午夜12点过后，周恩来总理把我叫到电话间。他对我说，林彪要乘飞机跑了，要我立即赶到空军指挥室，代替他坐镇指挥。

当我赶到空军作战值班室时，担任值班负责人的空军副司令员曹里怀、副参谋长白云接我进了值班室。在场的有空军作战、侦察、情报、通信等有关人员，我立即将在天安门参加排练国庆阅兵的空军参谋长梁璞找来。

后来空军政委王辉球也来了。我看到标图板上显示二五六飞机正在向北飞行，已越过承德，到了内蒙上空。我立即将飞机飞行的方向和准确位置向周恩来总理报告。周恩来总理要求与空军作战室的调度员讲话。

周总理问： “如果我们用无线电向二五六号飞机呼叫，他们能不能听到？ ”

调度员说： “能听到。 ”

周总理说： “我要对潘景寅（已知潘为此机驾驶员）讲话，请给我接上。 ”

调度员说： “他开着机器，但不回答。 ”

周总理说： “那就请你向二五六号飞机发出呼号，希望他们飞回来，不论在北京东郊机场或西郊机场降落，我周恩来都到机场去接。 ”

但是，调度员稍后报告周总理： “他不回答。 ”

这时，飞机耍了个花招，是先向西飞了一段，然后才调转方向往北飞。我紧张地注视着飞机的飞行方向。梁璞说：“这架飞机飞行不一般，情况异常。”

我问他： 有什么特点？

梁说： 第一，飞的不是国际航线；第二，方向往北，马上要出国境到蒙古了；第三，飞的是低空。

我坐在标图前，不断将飞机的位置、高度、方向等等情况向周总理报告。眼看飞机要出国了，我请示周总理怎么办？要不要派飞机拦截？

周总理告诉我，毛主席说：林彪还是我们党的副主席呀！天要下雨，娘要嫁人，不要阻拦，让他飞吧。周总理还说：林彪是党中央副主席，把他打下来怎么向全国人民交代！这架飞机飞出国境以后，将会有什么结果？国内外会产生什麽样的影响？我们都十分担心。当时估计林彪会逃到苏联，毛主席、周总理已经商量好应付由此引起的一切事件，并作了最坏的打算。

全国实行禁空但还有一架直升机起飞

当时，周总理代表党中央下达命令，派陆军部队进驻全国所有军用和民用机场，任何飞机不得起飞，实行全国禁空。同时，通知政治局成员都到人民大会堂，以便有重要情况及时讨论。

凌晨3时15分，沙河机场报告： 起飞了一架直升机，正向张家口飞去。

周总理批示： 这架飞机，无论如何不能让它飞出去，要它迫降！不迫降就打掉！决不能让它飞走！

我叫梁璞问沙河机场，为何在接到禁令后，还让飞机上天？ 机场报告说： 周宇驰出示了林彪的手令，调度室就让直升飞机起飞了。

地面电台这时向直升飞机呼叫返航，直升飞机不听不理。我问了梁璞一些技术问题后，立即叫梁璞命令北京空军部队起飞八架歼六战斗机拦截直升机！夜航作战，全凭机上雷达导航。而歼六飞机和直升飞机速差非常大，又是从高空往下搜索，低空飞行的直升飞机和各种地面物体都反映在飞机雷达上，如满天繁星。八架飞机都没有找到目标。

后来只好采取地面为歼六飞机导航，指示目标位置，向目标开炮。即使打不到，也能对直升飞机造成威胁，迫其降落。

林彪的属下很多人态度坚决

事后得知，直升飞机驾驶员陈修文同志发现林彪死党周宇驰、于新野要判逃，就想往回飞，但周宇驰懂飞行，用枪逼迫他继续北飞。正在这时，歼六飞机开炮了，虽然没有打中，却给陈修文找到借口，说要躲避射击，东转西转，将飞机飞回到北京郊区，最后在怀柔县境内迫降。

这时候，丧心病狂的周宇驰竟向陈修文开枪射击，陈修文壮烈牺牲。周、于两犯开枪自杀。同逃的李伟信在集体自杀时朝天开枪，没有死，被民兵捉住。他后来供出了驾机外逃的经过。

周总理亲自向各大军区，二十九个省、市、自治区主要领导人打电话通报情况，讲得既清楚又含蓄。

下午二点，周总理刚睡着，外交部送来我驻蒙使馆电报，秘书只好把他叫醒。

周总理叫秘书念电报，当他听到二五六号三叉戟飞机，于十三日凌晨二时三十分在蒙古温都尔汗附近坠毁，机上八男一女全部死亡时，高兴得连声说：啊，摔死了！摔死了!

他当即将这一消息报告了毛主席，毛主席听了也很高兴，说： 这是最理想的结果！

对林彪人物的清查立即展开

周总理在林彪叛逃后采取了下达禁飞命令、派陆军进驻机场戒备以及一系列紧急战备措施，同时，迅速组织力量在山海关扣押了没有来得及登机叛逃的人员。

在13日迫降直升飞机后，根据缴获的文件和李伟信的交代，立即通知广州军区，抓获了由北京乘火车到广州，为林彪另立中央打前站的十几个小舰队成员，他们没有出火车站，就被扣留了。

在北京，查封了林立果几个秘密据点，对江腾蛟、王飞等人采取监护措施。

在北京、广州、上海，拘留了林立果等秘密组织的 战斗小分队 的骨干。

在短短一、两天内，将这些正在积极从事反革命政变活动的骨干分子一网打尽，林彪的 联合舰队 和各分舰队迅速瘫痪，丧失了一切活动能力。

此后，对于林彪反革命政变阴谋的清查，进展非常迅速。

首先是直升飞机迫降后，从这架飞机上缴获了林彪反革命集团的大量罪证，其中有林彪的反革命手令，大批机密文件和美金等等。

林彪用红铅笔写的手令是 盼照立果、宇驰同志传达的命令办，林彪九月八日，永胜同志：很惦念，望任何时候都要乐观，保护身体，有事时可与王飞同志面洽。敬礼，林彪。

直升飞机迫降后，周宇驰为毁灭罪证，将这两个反革命手令撕成几十块碎片，当部队、民兵在现场搜集上缴后，周总理在他的办公室和我们几人一起辨认，他亲自仔细拼对，确认是林彪亲笔所写。

这就证据确凿地证明，这场反革命事件的头子是林彪。与此同时，空军司令部作战部长鲁珉的投案揭发交代，也起了重要作用。

空军司令部作战部长前来自首

到9月14四日中午，军委一号台总机传来电话说，空军司令部作战部长有急事找我，他说自己想投案揭发重大问题。鲁珉一见到我，放声哭着说：首长，我犯了滔天大罪，犯了杀头之罪，我参与了阴谋杀害毛主席，全国人民都不会饶恕我的。

他谈完之后，我让他在揭发交代记录上签了名，立即将这一重大揭发材料送给周总理。

周总理看了很快给我来电话说：鲁珉的揭发交代很重要，一是说明林彪反革命集团尽管控制很严，但并不是铁板一块；二是说明林彪是一个当面说好话、背后下毒手，极其凶残的反革命两面派。鲁珉的交代是对清查林彪反革命罪行的一个重大突破。

那华国锋又从哪里得来这张纸条的呢？原来，1976年4月7日，华国锋开始主持中央的日常工作。4月30日，毛泽东最后一批公开露面接待外国宾客。就在这天，华国锋在陪毛泽东会见新西兰总理马尔登的会后，向毛泽东汇报一些工作情况，当时，毛泽东的秘书张玉凤也在场。

由于当时毛泽东的健康状况已经恶化，导致他口齿不清，在谈到政治局会议中的扯皮和不顺利时，毛泽东当时写下了两张条子，“照过去方针办”，“不要着急，慢慢来”。

在谈到批邓（邓小平）的情况时，毛泽东用颤抖的手写下了歪歪扭扭的几个字：“你办事，我放心。”因此，这个字条就成了华国锋作为接班人的铁证而在各级党政机关广泛发散。

“你办事，我放心”的指令成为华国锋的“尚方宝剑”，在当时并没有提出异议。但据毛泽东的秘书章含之在她的回忆录记载，华国锋在会后即把前两条指示在政治局上出示了，对第三张字条却秘而不宣，但在第二天把第三张字条“你办事，我放心”的前因后果告诉了乔冠华（时任外交部长，章含之之夫）。章含之后半部分的真假现在无法查知，但“你办事，我放心”的纸条是毛泽东逝世后冒出来的倒是事实。

据现有资料显示，在1976年毛泽东的谈话纪录人主要是张玉凤，汪东兴和毛远新（毛泽东的侄子）三人，而其中最重要的纪录人无疑就是张玉凤。

据张玉凤回忆，汪东兴（毛泽东的中央警卫负责人）还曾为这张字条专门找过她，要她证明此字条的真实性。

张玉凤回忆说，从1976年4月10日以后，毛泽东就没有用笔写过字，“对这张字条，我没听到，我也没有记忆，那是汪东兴在粉碎四人帮后，来向我‘核实’的汪东兴要我认真回忆，说：这是政治大问题，对我是一次政治立场的考验。”

张玉凤说，自1976年初起，由于毛泽东病重，常常就在和人谈话时写下一些纸条作为重点之意，而当时也有人专爱收集这类纸条。在5月初，华国锋向毛泽东汇报工作时，力不从心的毛泽东确实说过：“慢慢来，不要着急。”——这句话还是汪东兴记录的。

汪东兴一直坚持此字条笔迹的真实性，姚文元在回忆录中则称这张字条是子虚乌有。

华国锋：“照过去方针办”被改了三个字

据华国锋所说，毛泽东在1976年4月30日还写下了一张“照过去方针办”的条子，这张字条后来也引发了一场风波。

原中共中央对外联络部部长耿飚的《耿飚回忆录》记载，1976年10月2日晚，华国锋突然打电话要耿飚去商量事情，在座的还有外交部两位副部长韩念龙、刘振华。

华国锋说：“乔冠华（外长）在联合国大会上的发言稿上，提到了‘毛主席的嘱咐’──‘按既定方针办’。我昨天见到这个送审稿时，在稿子上批了几句话。我说发言稿中引用毛主席的话，经我查对，与毛主席亲笔写的错了三个字。毛主席写的和我在政治局传达的都是‘照过去方针办’，为了避免再错传下去，我把它删去了。但是，乔冠华已去联合国，他带去的稿子上并未删去那句话，你们有什么办法？”

研究的结果，由韩念龙、刘振华回外交部去打电话，通知乔冠华在发言中删去这句话。

韩、刘两位走后，耿飚问，从字面上看，“照过去方针办”和“按既定方针办”差别并不大，为什么要去掉这句话。

华国锋说：“毛主席没有什么‘临终嘱咐’，毛主席留下的字条有一张写的是‘照过去方针办’。这根本不是什么临终嘱咐，而是针对我汇报的具体问题，对我个人的指示。现在他们把六个字改了三个，把对我讲的变成了‘毛主席的临终嘱咐’。他们这样做，就可以把他们干的许多毛主席不同意的事情，都说成是‘按毛主席的既定方针办’了。他们就有了大政治资本了嘛！”

紧接下来的突变更令人目瞪口呆：在华国锋和叶剑英、李先念等人的合作下，四人帮束手就擒。

逮捕他们的一个重要的直接的理由就是：他们伪造了毛泽东的临终嘱咐。他们说，毛泽东说的是“按既定方针办”，而实际上毛主席说的是“照过去方针办”。其中有三个字不同。

那么，毛泽东到底对“四人帮”说过“按既定方针办”没有？

王洪文后来接受审讯时的交待没有指称这是伪造的，他的陈述是这样的：在我的印象中，“按既定方针办”这句话可能是张春桥加的。因为在这之前，他曾对我说过，他最后一次见到毛主席时，主席拉着他的手低声说：“按既定方针办。”到底有没有这回事，我也不清楚。

一次高数课上，老师问我一兄弟：“微积分是很有用的学科，学习微积分，我们的目标是？”那老兄当时在开小差，遂不假思索高声道：“没有蛀牙！”全班爆笑。